4）如果Vout为负和iL<0电流通过S2。

所以，在给定了电流的有效值的情况下，IGBT和续流二极管中出现的导通损耗由电压和电流基波之间的功率因数以及变流器的调制度m（决定了占空比）所决定。

在逆变运行时存在着0(<=)mcosφ(<=)1的关系。如果mcosφ=1，则功率半导体的损耗到达了其极限情况。在该条件下，导通损耗以及IGBT的总损耗都达到最大值，二极管的损耗则达到最小值。

在整流运行时存在着0(>=)mcosφ(>=)－1的关系。在mcosφ=－1时，功率半导体的损耗到达了其极限情况。在该条件下，导通损耗以及IGBT的总损耗都达到最小值，二极管的损耗则达到最大值。

将此理论应用于图19，则该情况刚好出现在斩波整流器仅仅从电网吸收纯有功功率时（就电流基波而言）。此时，电网的星形中点应该与直流母线电压的中点相连。图20绘出了上述关系。

在给定直流母线电压和交流电流有效值的情况下，器件的开关损耗只与开关频率有关，两者之间呈线性关系。

市场上大量的带有续流二极管的IGBT和MOSFET模块，就其在额定电流下可散发的损耗而言，是为逆变工作状态而设计的（例如cosφ=0.6～1）。由于在此工作状态下二极管的通态损耗以及总损耗远比IGBT要低，所以，二极管损耗的设计值也远低于IGBT〔IGBT/二极管损耗设计比约为（2～3）：1〕。

因此，在设计斩波整流器时，若其功率和相应的斩波逆变器相等，则建议使用电流等级高一档的功率模块。

例如，某传动系统功率流为电网（400V/50Hz）→斩波整流器（fs=10～12kHz）→